电力电子技术课程设计报告。
一、 引言。
通过改变交流电频率的方式实现交流电控制的技术就叫变频技术， 20世纪60年代后半期开始，电力电子器件从scr(晶闸管)、gto(门极可关断晶闸管)、bjt(双极型功率晶体管)、mosfet(金属氧化物场效应管)、sit(静电感应晶体管)、sith(静电感应晶闸管)、mgt(mos控制晶体管)、mct(mos控制晶闸管)发展到今天的igbt(绝缘栅双极晶体管)、hvigbt(耐高压绝缘栅双极晶闸管)，器件的更新促使电力变换技术的不断发展。20世纪70年代开始，脉宽调制变压变频(pwm—vvvf)调速研究引起了人们的高度重视。20世纪80年代，作为变频技术核心的pwm模式优化问题吸引着人们的浓厚兴趣，并得出诸多优化模式。
pwm 整流器具有能量双向流动、直流电压稳定、低谐波输入电流、高功率因数等优点，广泛应用于单位功率因数整流、有源滤波及无功补偿、交流传动等系统中。pwm整流器的控制实际上是对交流侧电流的控制，实现的方案有电流直接控制和间接控制两大类[1]。电流直接控制能实现对电流的迅速调节，获得较好的动态性能，但需要高精度的电流传感器，而且传统的电流滞环开关频率不固定；，尽管它动态响应稍慢，还存在瞬态直流电流偏移，但它具有简单的控制结构和良好的开关特性，检测量少，无需电流传感器，成本低，易于数字化实现，适用于对控制性能和动态响应要求不高的场合，具有良好的工程实用价值。
二、设计任务。
（一）设计目的。
交直流变换在整个电力电子装置中所占的比例很大，绝大多数dc电源都需要通过ac电源进行整流来获取。目前，常规的整流装置采用二极管或晶闸管相控整流，但是这些整流装置存在功率因数低，交流侧波形畸变严重等缺点。自从20世纪80年代后期开始将pwm技术引入整流器控制中，这种高功率因数pwm整流器技术成为国内外研究的热点。
根据能量是否可双向流动，派生出两类不同拓扑结构的pwm整流器，即可逆pwm整流器和不可逆pwm整流器。可逆pwm整流器由于能量可双向传输及其优良的控制性能，近年来在电力电子装置中获得了广泛应用，并受到学术界的关注。可逆pwm整流器关键性的改进在于用pwm整流取代相控整流等各种技术。
（二）设计内容。
可逆pwm整流器已不是一般传统意义上的ac/dc变换器。由于电能的双向传输，当可逆pwm整流器从电网吸收电能时，其运行于整流工作状态；而当可逆pwm整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变状态。综上可见，可逆pwm整流器实际上是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。
文中将要讨论的均为可逆pwm整流器，简称为pwm整流器。
按照pwm整流器直流储能形式可将其分为电压型(升压型或boost型)和电流型(降压型或buck型)。电压型pwm整流器以其简单的结构、较低的损耗、方便的控制和较快的响应速度等一系列优点，一直成为pwm整流器研究的重点。而电流型pwm整流器由于需较大的直流储能电感，以及交流侧ic滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其结构和控制相对复杂化，从而制约了电流型pwm整流器的应用与研究。
（三）设计要求。
l 是每一相交流滤波电感的值，r 是每一相功率开关管损耗等效电阻rs与交流滤波电感等效电阻r1的和，c 是直流输出侧的电容值。
三、设计方案选择及论证。
1． 三相电压型pwm 整流器主电路拓扑与数学模型。
三相电压型pwm整流器主电路拓扑结构如图1所示，其中虚线框内为试验测试负载电路[2]。
针对三相电压型pwm整流器，建立采用开关函数描述的数学模型，首先作以下假设：
1）电网电动势ea、eb、ec为三相平稳的纯正弦波电动势；
2）网侧电感是线性的，且不考虑饱和；
3）将功率开关管损耗等效电阻rs同交流滤波电感等效电阻rl合并，且令r=rs+rl。
定义单极性二值逻辑开关函数sk 为。
2.基于电压空间矢量脉宽调制的控制方法。
忽略开关器件的开关延时、死区时间，控制系统缓冲时间，根据基尔霍夫电压与电流定律，可得到三相电压型可逆pwm 整流器的状态空间模型如下[5] 基于电压空间矢量脉宽调制的控制方法基于电压空间矢量脉宽调制的控制方法。
由于交流电感的滤波作用，整流器交流侧的输入可近似认为是三相正弦电流，直流侧有大电容稳压，输出呈直流电压源特性，稳态时输出直流母线电压可认为保持不变。由于交流滤波电感等效电阻及开关器件损耗等效电阻较小，在忽略交流滤波电感及开关器件等效电阻的条件下，三相电压型pwm 整流器的单相等效电路和空间矢量图如图2、图3、图4所示[3]。
在图3与图4中，e为电网电动势的电压空间矢量，vp为三相电压型pwm整流器的网侧电压空间矢量，vl为交流滤波电感两端间的电压空间矢量，i 为交流电源输出的电流空间矢量。
由图3 和图4 可见，适当控制vp的大小和vp与e之间的相位角兹，就可以控制输入电流i的大小与相位，因而能控制整流器传送能量的大小和直流侧电压，最终就能够控制功率因数和实现能量的双向流动。
如何控制输入电流，得到理想的功率因数以及实现能量的双向流动，根本任务在于得到各功率开关器件的控制规律和通断时间。pwm技术已广泛应用于整流系统以提高功率因数并改善电流波形，本文基于电压空间矢量脉宽调制原理，通过电压空间矢量pwm控制，在整流器桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦pwm电压。该电压与电网电动势共同作用于整流器交流侧，在整流器交流侧形成正弦基波电流，谐波电流则由整流器交流侧电感滤除。
在传统的相位幅值控制方式中，在功率因数为1时，控制角兹与控制电压矢量vp的计算完全根据矢量图并依赖于主电路参数，如式（3）、式（4）所示[4]。
式（3）和（4）的运算量较大并且与主电路参数相关联，不易实现实时控制，系统存在受主电路参数影响的局限性。本文提出的控制方法是将pi调节器的输出作为相位角兹的给定，而相位角兹作为被控对象的输入变量，并依据能量守恒原理和系统的调节关系以及矢量关系确定控制算法，这样就实现了对整流器网侧控制电压vp的相位的控制，系统闭环结构框图如图5所示。
对于网侧控制电压幅值，根据电压空间矢量脉宽调制控制原理有[6]
四、总体电路设计
主电路及工作原理
图1 三相电压型pwm整流器vsr工作原理。
图1(a)中的三相电压型pwm整流器vsr主电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电压e以及网侧电感l和网侧等效电阻r;直流回路包括直流电容c,负载电阻rl和负载电压el等。
在稳态工作时，三相vsr输出直流电压不变，开关器件在pwm控制下开通或关断，三相vsr交流侧输出电压和三相pwm逆变器输出电压是相同的。同样，由于输入电感的滤波作用，忽略三相vsr交流网侧输出电压的谐波，三相vsr可以看作可控的正弦三相电压源。它输出的基波电压矢量v与电网电压矢量e共同作用于输入电感l和交流网侧等效电阻r上，产生输入电流矢量i，如图1(b)所示。
其最基本工作状态时的矢量图如图2所示。因此，适当调节可控交流电压的幅值和相位，可以获得所需幅值和相位的输入电流，实现单位功率因数整流或逆变。
图2 单位功率因素pwm整流器矢量图。
3 系统模型和控制策略。
三相vsr在三相静止 (a、b、c) 坐标系下的一般数学模型[2][3]为：
1) 式中：sk是整流桥功率开关的单极性二值逻辑开关函数，当sk=0时表明第k相下管通，上管断，而vsr=1表明第k相上管通，下管断。
这种一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。但在这种数学模型中，三相vsr交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。为此，可以通过坐标变换将三相静止坐标系(a，b，c)转换成以电网电压基波频率ω同步旋转的dq坐标系[4]。
这样，经坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦变量将转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。三相静止对称坐标系中的三相vsr一般数学模型经同步旋转坐标变换后，即转换成三相vsrdq模型。
在变换前后功率不变的前提下，假设α轴与a轴重合，如图3(a)所示。用通用矢量x来表示三相对称交流量(电压或电流)，假设三相交流量的频率为ω。三相静止坐标系(a，b，c)到两相垂直静止坐标系(α，的变换矩阵c3s/2s为。
2)将两相旋转dq坐标系中d轴与电网电压矢量e同轴，即d轴按矢量e定向，d轴分量表示有功分量，q轴分量表示无功分量。再令，初始条件下，d轴与α轴的夹角为
如图3(b)所示。两相垂直静止坐标系(α，到两相同步旋转dq坐标系的变换矩阵c3s/2r为：
图3 坐标变换。
将变换矩阵c3s/2r、c3s/2s代入三相vsr一般数学模型(1)中得三相vsr的dq模型。
4)其中，xd、xa分别为xk(k=a, b, c的d、q分量，x=i e, s。
又令 三相vsr交流侧电压矢量vdq的 d分量；
三相vsr交流侧电压矢量vdq的q分量。
得： 5)从三相vsr dq 模型方程式(4)和(5)中可以看出，由于vsrd、q轴变量互相耦合，因此，在基于dq坐标系模型的电流控制器设计时，需考虑这种关系。
电压型pwm整流器的理想状况是输出直流电压在一定范围内可调而且稳定，输入端电流与电压同相，呈理想正弦波。为了达到此目的，就必须控制输入电流的形状和输入电压。从原理上来看，的确可以控制输入电流的幅值和相位，从而达到形成理想电流波形、减少谐波提高功率因数的目的，这种控制方法即是常规幅相控制，由于其是通过控制电压达到控制电流的，所以亦称为间接电流控制。
但在实际系统中这种控制方法很少得到应用，这是因为动态特性差、电流超调、振荡严重、响应速度慢、系统稳定性差，而且由于系统参数漂移也影响到实际控制效果，所以得到广泛应用的是直接电流控制。普通结构是在电压外环的基础上加上了电流内环控制，增加了系统的响应速度。
为了实现直接电流控制，必须对d-q轴电流id和iq进行解耦。为此，可以采用前馈解耦控制策略[4,2]，假定ν、vq的控制方程如下：
6)式中，iq*、id*─iq、id电流指令值；
gdf(s)─电流调节器传递函数。
7)显然，基于前馈解耦控制策略，使三相vsr电流内环(id,iq)实现了解耦控制，如图4所示。
为了实现电压的无差调节，引入了pi调节；同时在电流内环也引入pi控制。pwm波形的产生使用固定开关频率pwm电流控制。
图4 三相vsr电流内环解耦控制结构。
图5pwm整流器的控制框图。
系统控制结构框图如图5所示。
通过同步电路检测得到的wt值与i a和i b的检测值进行三相静止坐标系到两相同步旋转坐标系的变换，从而得到电流在两相同步旋转坐标系中的分量id与iq，直流电压的误差信号经过pi调节得到d轴电流指令值 id*，另外因为单位功率因数正弦波控制，iq*=0，经过pi调节器得到交流侧电压的dq轴给定值，然后经过svpwm变换得到整流桥开关信号、sa,sb,sc。
4 硬件与软件实现。
4.1 硬件实现。
硬件电路主要包括主电路、控制电路、采样电路和保护驱动电路。系统的控制核心器件为tms320f240，是美国ti公司专为电机控制而推出的一种16位定点数字信号处理器，工作时钟为20mhz，一个指令周期为50ns。它集成dsp的高速信号处理能力和适应于电机控制的外围电路于一体，为电机控制系统的数字化设计提供了一个理想的解决方案[5]。
4.2 软件实现。
在控制系统中，软件主要的实现功能包括以下几个部分：同步(过零检测)、a/d采样、坐标变换(3s/2s)、pi调节和svpwm波形的生成[6]等。本系统包含以下两个中断：
定时器t1下溢中断和cap过零中断。定时器t1下溢中断控制pwm周期，cap过零中断启动电网频率计算和相位同步。
系统程序主要部分都是在进入定时器t1下溢中断后完成，主程序流程图如图6所示。
图6 主程序流程图。
5、 实验结果。
根据本文前面所述的控制方法和实验电路进行了实验研究。在实验中的各项数据：交流侧的电感为22mh; 直流侧电容2200/450v,两串两并； ipm:
三菱公司pm25rsb120; 交流侧的电压有效值为110v; 直流电压330v; 开关频率为10khz
1) 经光耦驱动后svpwm波形，f=50hz。如图7所示。ch1:dsp输出svpwm，ch2:光耦输出的svpwm。
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