研究生课程考试答题册。
学号 2015261620
姓名王嘉豪。
考试课目嵌入式实时系统设计
考试日期 2024年1月20日
西北工业大学研究生院。
目录。一、设计目的 2
二、设计要求 2
2.1设计指标 2
2.2设计方法 2
2.3设计流程 3
三、系统设计 3
3.1参数设计 3
3.2拓扑选择 3
3.3小信号模型建立 5
四、硬件设计 8
4.1硬件需求分析 8
4.2主电路参数设计 8
4.2.1主变压器的设计 8
4.2.2电感的设计 9
4.2.3电容的设计 11
4.3控制电路设计 12
4.3.1控制芯片选取 12
4.3.2系统时钟电路 13
4.3.3 mosfet 驱动电路设计 14
4.3.4驱动信号 15
五、软件设计 16
5.1软件需求分析 16
5.2控制器设计 17
5.2.1恒流充电模式pid控制器的设计 17
5.2.2稳压放电模式pid调解器的设计 18
六、结论 19
基于dsp的双向全桥dc-dc变换器设计。
一、设计目的
了解嵌入式实时系统的发展历史，发展进程以及未来应用，并通过设计dsp控制的双向功率变换器，熟悉嵌入式实时系统的设计流程。
二、设计要求。
通过系统需求分析，系统总体设计、软硬件设计、迭代等过程，采用嵌入式实时系统的设计方法设计一款dcdc变换器。现规定设计目标为：设计一款双向dcdc变换器，要求电压40v-150v变换。
2.1设计指标。
2.2设计方法。
嵌入式系统开发一般包括：需求分析阶段、详细设计阶段、实现阶段、测试阶段。图2.1为嵌入式系统设计流程。
图2.1系统设计工程研制过程。
其中在软硬件设计的过程中需要采用“迭代”的思想。即在软硬件设计中不断进行需求分析，设计和实现的过程，运用这种方式发现一次设计中存在的问题以进一步完善设计。
2.3设计流程。
按照系统设计的流程，我们进行如下过程的设计：
1）分析系统需求，进行系统设计。在系统设计中明确具体设计参数，选择拓扑类型；
2）进行软件需求分析设计。其中首先分析软件流程，在进行控制器的设计；
3）进行硬件需求分析设计。其中首先进行小信号模型的建立，其次进行主电路的参数设计，最后进行控制电路，驱动电路的设计与选型。
具体的设计过程如下所示。
三、系统设计
3.1参数设计。
根据设计目标首先明确设计电路参数如下：
充电模式时输出电压不超过，放电模式时输出稳压在。
3.2拓扑选择。
在非隔离型双向 buck-boost dc/dc 变换器的电路拓扑结构中插入高频变压器，即可构成隔离型 buck-boost dc/dc 变换器拓扑，图 3.1(a)为隔离型 buck-boost dc/dc 变换器的基本形式，其中高频整流/逆变单元和高频逆变/整流单元可以由全桥、半桥、推挽等电路拓扑构成。图 3.
1(b)的整流/逆变单元和逆变/整流单元均是全桥结构。
a)隔离型双向dc/dc基本拓扑。
b)隔离型双向全桥dc/dc变换器。
图 3.1 隔离型双向全桥 dc/dc 变换器。
桥式直流变换器有两类：一类是由双电压源型桥式直流变换器构成，主变压器两侧电路结构对称；一类是由电压源型桥式直流变换器和电流源型桥式直流变换器构成。
这两种桥式变换器均可具有软开关特性。控制方式有两种：
1）变压器两侧开关管相移控制，如图 3.2 所示，其中表示变压器等效电感，通过控制两侧变换单元之间的相位关系来调节两个电源之间的能量传输大小和方向；
图3.2 相移控制双向dc/dc变换器等效电路。
2）只对变压器一侧开关管进行控制，来调节向另一侧传递能量的大小，另一侧开关管用其反并联二极管整流，或采用同步整流技术，工作原理类似单向直流变换器。
双向全桥直流变换器适合中大功率场合，并且较容易通过移相控制方式实现软开关，因此备受青睐。大量文献对移相全桥变换器的工作原理、软开关条件、实现软开关的方式、数学模型、控制方法等几个方面进行了深入研究，研究表明，全桥直流变换器现已成为中大功率直流变换器的主要拓扑结构，该拓扑易于实现零压开通的软开关过程，损耗低，效率高。
因此本文选择如图3.3所示双向全桥拓扑。该拓扑是由电压源型全桥直流变换器和电流源型全桥直流变换器组合而成的软开关型双向全桥 dc/dc 变换器。
图3.3双向全桥dc-dc变换器系统结构框图。
四、硬件设计。
4.1硬件需求分析。
双向变换器有两种工作模式降压模式和升压模式。
充电模式时，开关管~有驱动信号，而开关~则不加驱动信号，只利用其反并联二极管~实现输出全桥整流。
放电模式时，开关管~有驱动信号，而开关~则不加驱动信号，只利用其反并联二极管~实现输出全桥整流。
因此，变换器无论是工作在降压模式时还是升压模式时，主电路的等效电路都如图4.1所示可以看成电压型全桥变换器。
图4.1双向全桥等效电路。
硬件电路根据功能的不同分为下面几个部分：
1)主功率电路参数设计。
图4.2隔离型双向全桥dc/dc变换器。
由上文系统设计已选用双向全桥拓扑结构。对于如图4.2所示的主电路拓扑结构，分析可知需要设计的参数主要包括变压器、电感、电容等；
2)控制电路设计。
控制电路应当使用cpu来实现充电模式及放电模式的判断和切换。通过控制8路pwm的输出来控制~八个开关管的导通关断。
这部分的设计主要包括控制芯片的选型、时钟电路的设计等；
3)驱动电路设计。
驱动电路包括mosfet驱动电路的设计、采样电路的设计等。
4.2主电路参数设计。
4.2.1主变压器的设计。
变压器的设计主要包括：磁心选择、匝数计算等。
该全桥直流变换器的两个半周期的工作都用同一个原边绕组，磁心和绕组使用率都很高。为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数多些，电感量大些。因此选择高磁合金材料的磁心比较合适，而且磁心不带气隙。
具体设计步骤如下：
磁心选择。根据放电功率、效率，确定变压器输入、输出功率。计算式如下：
根据输入功率确定合适的磁心型号。再由磁心型号得到变压器在开关频率为20khz时的最佳磁感应强度。则磁感应强度的变化量为。
原边线圈匝数的计算。
原边线圈匝数计算式如下：
其中，一原边线圈所加直流电压，在有波动时取最小值(v);
一最大导通时间();
一总磁感应强度变化量(t);
一磁心有效面积()。
原副边匝数比n的计算。
原副边匝数比按如下公式计算：
为了保证整个电压输入范围内变换器都能输出额定的电压，式(4-3)中输入电压用的其最小值，是原边开关管的导通压将，为原边最大占空比，一般取0. 45, 为副边最大占空比，取0.4,为输出电压最大值，为电感上的电压损失，为副边整流二极管上的压降，为线路压降。
副边匝数的计算。
副边匝数的计算如下：
根据式((4-2)和式(4-3)计算的原边匝数和原副边匝数比n，再由式(4-4)可以确定副边匝数。
变压器参数取为：,
4.2.2电感的设计。
1)放电模式的关系式。
放电模式电感电流连续工作主要波形如图4.1所示，假设电感工作在连续状态。图4.1中，半个周期t/2内，四个开关管同时导通的时间为，期间，电感储能，电感电流线性上升，其增量为：
图4.1 放电模式电感电流连续工作主要波形。
对管、(或、)导通的时间为，电感传递能量，电流线性下降，其变化量为。
由于稳态时这两个变化量相等，则。
化简得稳态电压增益为。
由输出功率与输入功率相等，得：
当电感较小，或负载电阻较大，或t较大时，会为零，即电感工作在临界连续状态，此时，电感值为临界电感。电池放电电流与电感电流存在以下关系：
则，将式(4-5), 4-7), 4-8)代入上式，得临界电感计算式如下。
2)电感的选取。
本文的双向dc/dc直流变换器，放电工作时，电池电压变化范围为，输出电压，负载功率为，开关频率。
电感电流工作在连续状态。考虑电池最低时的情况，则：
由式(4-9)求临界电感：
因此电感取56uh。
4.2.3电容的设计。
电容主要是用来吸收放电模式工作时输出侧纹波电流，以保证负载上得到平直直流电流。参考图4.1,半个周期中，时间内，电容充电；时间内，电容放电。
电容的充放电电能量形成纹波电压可表示为：
纹波电压。在指定纹波电压限值下，需要的电容值为：
由于boost型变换器的储能的占空比必须小于0.88，所以有0.8>>0.12。
因此电容取10mf。
4.3控制电路设计。
4.3.1控制芯片选取。
双向全桥dc/dc变换器主电路拓扑有八个功率开关管，因此，控制电路应能够产生变换器所需要的8路pwm驱动信号。
根据变换器对控制器的需求，控制芯片选用tms320f240。
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